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設(shè)定分頻點
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【音響網(wǎng)資訊】
兩分頻音箱的高低單元搭配有一定的學(xué)問，要從單元的指向性、分配功率、音色的一致性幾方面來綜合平衡。資深發(fā)燒友都知道，單元的活塞振動區(qū)通常只限于額定頻帶的中間頻段，這個頻段一般是從單元的諧振頻率的一個倍頻開始到上限頻率的一半，該頻段的各種失真最小，分頻點的設(shè)定應(yīng)根據(jù)所用單元的額定頻率范圍來確定。一般來講，兩分頻音箱的分頻點多取在2～4kHz，這就要求中低音單元頻響的上限盡量高一些，而高音單元的下限要低一些。5英寸的中低音單元高頻上限一般都能達到5kHz左右，由于Vifa P13WH-00-08單元的頻率延伸好而且沒有明顯的諧振峰，選用高音單元就很容易了。不過我認為此時的高音單元頻響下限仍然盡量低一些好，因為按照中低音的分頻點宜選在上限的一半的原則，Vifa P13WH-00-08單元的分頻點不應(yīng)超過3kHz，如再考慮指向性要符合一定的高保真要求，那分頻點不應(yīng)超過2.5kHz。
分頻點選在2.5kHz或更高一些時，有利于讓人聲和樂器的一部分諧音由中低單元播放，音色的一致性較好，同時，由分頻造成的分頻點附近的頻響和相位特性的失真對音質(zhì)的影響也相對小。不過此時對高音就要求它的下限不宜高于1250Hz了，如高音單元的頻響下限能夠到800～1000Hz左右就非常理想了。
從圖2的Vifa P13WH-00-08中低音單元的頻率曲線看，該中低音單元的額定帶寬為60-5000Hz，從圖4中的Morel MDT-29高音單元的相關(guān)參數(shù)看，其額定帶寬為頻率的1/2倍頻正好為2.5kHz，已進入活塞振動區(qū)。Morel MDT-29的諧振頻率為900Hz，廠方推薦最低分頻點為1800Hz。本例取2.5kHz分頻點已是其低端下限頻率的近3倍，也是進入活塞振動區(qū)，并留有很大的余量。事實上，分頻點設(shè)在2.5kHz是比較理想的，這樣兩個單元均能工作于活塞振動醫(yī)，組合后的頻帶失真較小，滿足高保真音箱的要求。
分頻點基本上定在2.5kHz后，就要考慮采用什么類型的衰減斜率分頻方式。由于2.5kHz的分頻點離中低音的活塞振動區(qū)上端5kHz較遠，因而為了讓中頻更厚實一些，中音更富韻味，低頻濾波器可考慮用一階-6dB/oct的衰減斜率。Morel MDT-29的功率承受力高達80W，加上2.5kHz的分頻點離其900Hz諧振頻率也很遠，本來也想用一階-6dB/oct的衰減斜率做高通濾波器，但考慮到相位和線性的調(diào)整，這里還是將高通濾波器的衰減斜率定為二階的-12dB/oct，這樣也可防止過多的中低頻能量進入高音單元，提高中高頻的清晰度。
單元的靈敏度是否一致對分頻器的設(shè)計有影響，幸運的是，本音箱中的兩個單元的靈敏度比較一致，不需要在分頻器中對某個單元的聲壓進行衰減處理就能很好地保證各頻段聲壓級的平衡，不但使分頻的設(shè)計更簡，而且由于高頻通道沒有電阻的衰減信息量得以完整保留。
由于分頻器是由不對稱的一階低通濾波器和二階高通濾波器組成。它們的相位曲線并不同相其中，高通部分的函數(shù)相位曲線旋轉(zhuǎn)到+90°，低通部分旋轉(zhuǎn)到-45°，兩單元按正相連接時相位差為135°，分頻點處的聲音不能合成為一個整體，將高音反相接后還存在-45°的相位差，不過這一相位差可通過高、低音單元在前障板上的同一垂直面排列時產(chǎn)生的+45°相位差來校正，使系統(tǒng)達到比較線性的相位放聲效果。不過這種合成式要求分頻點選擇合適、準確，且要求高低頻濾波器的分頻點在-4.5dB點處交叉，否則合成的頻響會在分頻點出現(xiàn)隆起劣化。
圖5是本音箱最終的分頻網(wǎng)絡(luò)，它由低通濾波器(LPF)和高通濾波器(HPF)組成。一階(6dB/oct)分頻器分為3dB和6dB降落點交叉型兩種，本音箱取3dB降落點交叉型。由于不對稱的分頻器要在-4.5dB處交匯，在使用-3dB降落點的公式計算濾波器的元件值時，低頻的fc要相應(yīng)移到0.9fc處。高通濾波器的fc也應(yīng)該相應(yīng)地移到1.1fc處。
低通L1計算公式為
L1=159R/fc≈159R/0.9fc(mH)
高通L2計算公式為
L2=225R/fc≈225R/1.1fc(mH)
C1=113000/fcR≈113000/1.1fR(uF)
式中的R是各單元的標稱阻抗。本箱中兩個單元的標稱阻抗均為8Ω，故R=8Ω，最后計算得
L1=159×8/2500×0.9=0.565(mH)
L2=255×8/1.1×2500=0.742(mH)
C1=113000/1.1fcR=113000/1.1×2500×8=5.14(uF)
分頻網(wǎng)絡(luò)的負載是一個具有電容、電阻、電感在內(nèi)的復(fù)合阻抗特性的揚聲器，其阻抗隨頻率變化而變化，因而分頻網(wǎng)絡(luò)的實際輸入阻抗也會隨著頻率的變化而變化。在這種情況下，會產(chǎn)生分頻點的偏移和頻率特性、相位特性的畸變和功放工作不穩(wěn)定。為減少這些影響，應(yīng)給低音單元增加阻抗補償電路，使之近似一只等于額定阻抗的純電阻，減小分頻點處的幅頻和相頻失真。圖5中的R1和C2就是阻抗補償電路，R1、C2的數(shù)值可用下面的公式計算
R1=Zo(Ω)
C2=Lbm/Re2(F)
式中，Zo是中低音單元的標稱阻抗，Lbm為音圈的電感量(單位為uH)，R是音圈直流電阻，本箱中Vifa的P13WH-00-08的R=5.7Ω，L=0.7mH=700uH。經(jīng)計算，R1=Zo=8Ω，C2=21.5uF。
圖5中某些元件有兩種數(shù)值，其括號內(nèi)的元件數(shù)值是實際調(diào)校得出的值。在制作分頻器時要注意，要減少高端頻率的阻抗，宜用小容量的電容并聯(lián)達到要求。C1電容用音頻金屬化聚丙烯膜高速電容器即可，C2用好一點的本尼克無極電解電容。L1線圈不宜用小線徑的，要用Φ1.5mm以上的漆包線繞制，以免直流阻抗過大引起分頻點的特性變差。L2由于不在信號通道上，可以適當放低要求。
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